2 濾波電容計算

　　電源中工頻濾波器接在工頻整流與逆變電路之間，既能將脈動電流變?yōu)槠交闹绷鳎€能抑制高頻干擾，尤其是變換中產(chǎn)生的高頻干擾。

　　濾波電容最好選用等效串聯(lián)電阻低且電容量大的電解電容，因為等效串聯(lián)電阻值對輸出脈動電壓值有直接影響。因此，為了減少等效串聯(lián)電阻，用4個電容串并聯(lián)，獲得所需的電容量電路。

　　電網(wǎng)電壓為380V，不考慮波動，空載直流電壓Ud0約為線電壓峰值540V。在帶負載時，電壓有所下降，電容電壓：

　　Ud=1.35×380=513V (5)

　　輸入電流Id，即高頻變壓器輸入電流125A。直流側電壓在帶負載時是脈動的，如圖2所示。最大電壓降△U按10%考慮。在T1區(qū)間內(nèi)，電容C向負載放電，在T/6區(qū)間完成一個充放電周期。

　　圖2 濾波電容濾波過程分析

　　假定在電容放電期間放電電流恒定，

(10)

　　電容承受的線電壓峰值540V。

　　實際中，采用4個5600μF/400V的電解電容和2個大電阻并聯(lián)為一組，用2組串聯(lián)在一起組成濾波電容組。其電容量為5600μF。大于計算值，濾波效果滿足小于10%的要求。

　　因此，選擇DCMCE 1669型電解電容，其規(guī)格為5600μF/400V。

　　由于電解電容不是理想的電容，它本身的阻抗對電容兩端的電壓會有影響，而且電壓是脈動的，所以為了穩(wěn)定其兩端電壓，使每組電容的兩端電壓相等，分別在每組電容兩端并聯(lián)了一個均壓電阻R2、R3，選擇R2=R3=30kΩ。

　　至于濾波前面的去高頻干擾的電容C1，其電容量是很難確定的，因為高頻干擾包括電網(wǎng)的干擾，也包括電源的干擾，所以可試選取C1=(2.5±5%)μF或該數(shù)量級其他電容，只要電容C1的耐壓峰值滿足即可以，耐壓峰值Up=600V。

　　電容輸入式整流濾波電路在接通交流電壓時，由于電容充電，往往引起較大的浪涌電流。在此，選擇的限流電阻R1為20Ω/20W。起動后，延時一段時間后，開關S1合上，把R1從主電路中去除。

　　3 逆變電路計算

　　對于逆變電路選取的是全橋逆變電路，采用IGBT作為開關器件。

　　IGBT集MOSFET和GTR的優(yōu)點于一體，具有功率MOSFET高輸入阻抗，熱穩(wěn)定性好，驅(qū)動功率小的特點，又具有GTR通態(tài)電壓低，導電損耗小而耐壓高的優(yōu)點。

　　對主電路進行計算，并根據(jù)設計目標的需要對IGBT進行選型。

　　IGBT的作用是通過它的周期性開和關作用，把直流電壓變換成方波電壓，它是逆變電路的關鍵核心元件。由于它比較脆弱，對它的設計、選擇直接關系到整個系統(tǒng)的安全、可靠。所以，選擇的參數(shù)必須在其正向偏置安全區(qū)(FBSOA)。計算參數(shù)時留有的裕量較大。

　?、?nbsp;額定電壓

　　輸入電網(wǎng)電壓整流濾波后，直流輸出的電壓最大值：

　　其中，Ud為IGBT承受的穩(wěn)態(tài)最大電壓，U為電網(wǎng)電壓有效值為380V;1.1為波動系數(shù);α安全系數(shù)取1.1。

　　關斷時的峰值電壓Uce為988V，額定電壓應向上取，實際電壓等級值取1200V。

　?、?nbsp;額定電流Ic

　　高頻變壓器一次側電流

　　I1=I2×N2/N1=125A

　　其中，I1為高頻變壓器一次側電流，I2為測試電源輸出電流，N1、N2為高頻變壓器一次側和二次側匝數(shù)。

　　每只IGBT管上的平均電流I為63A。

　　額定電流Ic是IGBT手冊上給出的在結溫25℃條件下的額定值，Ics=186A。

　　其中，Ics為IGBT額定電流計算值;I為每只IGBT管上的平均電流;1.414為峰值系數(shù);1.5為Imin過載容量系數(shù);1.4為Ic減小系數(shù)。額定電流Ic是根據(jù)管子電流等級按200A取。綜上所述，IGBT管的額定電壓為1200V，額定電流為200A。因此，IGBT選擇西門子大功率IGBT模塊BSM200GB120DLC。

　　4 輸出整流電路設計

　　開關整流二極管不僅應有短的反向恢復時間和小的反向恢復電流，而且反向電流的恢復速度以緩慢為好，便于減小噪聲。常用的有摻金擴散型、外延型、肖特基型和快恢復型(PIN)。其中，快恢復型的特點是正向壓降低，常溫時0.85V，隨結溫升高，正向電壓降會更低，150℃時只有0.6V，和肖特基管接近;反向時間短，不大于200ns;反向漏電流在150℃時和額定電壓下只有1mA，接近普通整流二極管。故選用快恢復型二極管。